一般來講，開關(guān)頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，低落其本錢。帶寬更高也可以改造負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。可是，開關(guān)頻率更高也意味著與交換相關(guān)的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應(yīng)力。今朝，對(duì)付 ≥10A的輸出電流應(yīng)用，大大都降壓型電源的事情頻率范疇為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對(duì)付<10A的負(fù)載電流，開關(guān)頻率可高達(dá)幾MHz。每個(gè)設(shè)計(jì)的最優(yōu)頻率都是通過仔細(xì)衡量尺寸、本錢、效率和其他機(jī)能參數(shù)實(shí)現(xiàn)的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流可計(jì)較如下：

在給定開關(guān)頻率下，低電感提供大紋波電流并發(fā)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會(huì)增加MOSFET RMS電流和傳導(dǎo)損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導(dǎo)損耗也大概較高。凡是，在選擇電感時(shí)，會(huì)選擇高出最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供給商凡是指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供給商的最大額定值內(nèi)設(shè)計(jì)電感的最大直流電流和峰值電流很是重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉(zhuǎn)換器選擇MOSFET時(shí)，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN(MAX)?？墒?，不要選擇額定電壓過高的FET。譬喻，對(duì)付16VIN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET很是適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因?yàn)镕ET的導(dǎo)通電阻凡是隨額定電壓的增加而增加。接下來，F(xiàn)ET的導(dǎo)通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG（或QGD）是兩個(gè)最重要的參數(shù)。凡是需要在柵極電荷QG和導(dǎo)通電阻RDS(ON)之間舉辦取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導(dǎo)通電阻RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時(shí)接收了傳導(dǎo)損耗和交換開關(guān)損耗。Q1凡是需要低QG FET，出格是在具有低輸出電壓和小占空比的應(yīng)用中。低壓側(cè)同步FET Q2的交換損耗較小，因?yàn)樗彩窃赩DS電壓靠近零時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷。在這種環(huán)境下，對(duì)付同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。假如單個(gè)FET無法處理懲罰總功率，則可并聯(lián)利用多個(gè)MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應(yīng)選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動(dòng)開關(guān)電流和大紋波電流。因此，應(yīng)選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保利用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容凡是在輸入端并聯(lián)利用。

輸出電容不只抉擇輸出電壓紋波，并且抉擇負(fù)載瞬態(tài)機(jī)能。輸出電壓紋波可以通過公式(15)計(jì)較。對(duì)付高機(jī)能應(yīng)用，要只管淘汰輸出紋波電壓并優(yōu)化負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，ESR和總電容都很重要。凡是，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯(cuò)的選擇。

封鎖反饋調(diào)理環(huán)路

開關(guān)模式電源尚有一個(gè)重要的設(shè)計(jì)階段——通過負(fù)反饋節(jié)制方案封鎖調(diào)理環(huán)路。這項(xiàng)任務(wù)凡是比利用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充實(shí)相識(shí)環(huán)路行為和賠償設(shè)計(jì)，通過不變環(huán)路來優(yōu)化動(dòng)態(tài)機(jī)能。

降壓轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模子

如前所述，開關(guān)轉(zhuǎn)換器隨開關(guān)開啟或封鎖狀態(tài)改變事情模式。它是一個(gè)分立式非線性系統(tǒng)。要利用線性節(jié)制要領(lǐng)來闡明反饋環(huán)路，需要舉辦線性小信號(hào)建模[1][ 3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號(hào)轉(zhuǎn)換函數(shù)實(shí)際上是一個(gè)具有兩個(gè)頂點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個(gè)頂點(diǎn)。有一個(gè)由輸出電容和電容ESR抉擇的零點(diǎn)。

個(gè)中， ，

電壓模式節(jié)制與電流模式節(jié)制

輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)理，如圖11所示。譬喻，當(dāng)輸出電壓增加時(shí)，反饋電壓VFB增加，而負(fù)反饋誤差放大器的輸出淘汰。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運(yùn)算放大器的賠償網(wǎng)絡(luò)大概是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡(luò)[3] [ 4]。只有一個(gè)節(jié)制環(huán)路來調(diào)理輸出。這種方案稱為電壓模式節(jié)制。ADI LTC3775和LTC3861是典范的電壓模式降壓節(jié)制器。